SiC功率器件图腾柱无桥PFC电路设计

文章来源：泉州师范学院(潘玉灼,吴恬盈,汤子琴,郑清清,钟诚尧）

摘 要:设计一款基于 SiC MOSFET 图腾柱无桥功率因数校正(PFC)电路,使其工作在连续传导模式(CCM)中,电路的电压外环和电流内环实现双闭环控制;电流内环通过 PI控制稳定输出电流,使电感电流与电网电压同相,从而提高电路的功率因数．通过对该拓扑进行仿真并计算出电路参数,分析了 SiC MOSFET 关断等效电路原理;通过负压解决SiC MOSFET的误导通问题,有效消除SiC MOSFET因寄生电容带来密勒效应的影响,提高电路效率和功率密度．实验表明,该 PFC电路具有较高转换效率,较低谐波系数,功率因数接近１等特性．

关键词:无桥功率因数校正(PFC)电路;SiC功率器件;图腾柱;双闭环控制;连续传导模式

电力电子技术是电能运用到实际生活的关键,其在给人们带来便捷的同时产生的谐波污染也带来了治理困难．功率因数校正(PFC)是电源的前级,其性能影响整个功率系统甚至整个电网．PFC拓扑因能够抑制谐波对电网的污染、改善电能质量,提高系统效率而得到广泛应用．图腾柱无桥PFC去掉了传统 BoostPFC低频整流器,通路中减少一个功率半导体压降,系统效率得到了提升．而普通 SiMOSFET体二极管反向恢复性能差,为了避免反向恢复造成的额外损耗,变换器只能在 CRM 或 DCM 工作,纹波电流大,使得 EMI滤波器体积较大,在中小功率场合被采用．

以碳化硅(SiC)为代表的第三代半导体,具有耐高温高压、工作频率高、导通电阻低等特性．SiC MOSFET 具有较小的开关损耗,成为电力电子变换器的首选器件．SiC MOSFET 体二级管反向恢复特性快,运用在图腾柱无桥 PFC电路上能够保证电路工作在 CCM 下,保证小的电流纹波、电磁干扰,减少 EMI电路体积．SiC MOSFET 的低导通电阻,工作频率高,能够进一步提高电源系统的转换效率和能量密度．但是SiC MOSFET 本体的寄生电容会带来密勒效应,使得开关管导通与截止难以控制．因此,串扰抑制和开关速度的协同优化是 SiC MOSＧFET 驱动电路的研究热点．

为保证基于 SiC MOSFET 的图腾柱无桥 PFC 能够高效工作在 CCM 下,许多学者在图腾柱无桥PFC拓扑上进行更深入研究．在拓扑中添加LC谐振使其工作在CCM 下,但导通损耗大,系统效率提高不明显．设计了基于氮化镓的图腾柱 PFC 电路,通过全数字控制方法搭建 AC/DC 变换器．由于谐振电感两端电压受到限制,整个电路很难实现 ZVS．在上述思路的启发下,本文对图腾柱无桥 PFC拓扑、SiC MOSFET 及数字控制进行研究,设计一款 PI双闭环控制,输出40０W 的 CCM 模式图腾柱无桥 PFC电路,通过负压解决SiC MOSFET 的误导通问题．

一.图腾柱无桥PFC拓扑

图腾柱无桥 PFC拓扑的元器件数量是目前现有 PFC 拓扑中最少的,这种拓扑能够提高电路效率,并将传导损耗降至最低．如图１所示的拓扑,V１为交流输入电压源,L２为升压电感,C２为输出滤波电容,RL为负载．L１、L２、C１和 R１构成 LCL带通滤波器,消除高频谐波．Q１和 Q２为该电路的高频部分功率半导体开关管,Q３和 Q４为电网工作频率半导体开关管．在交流正半周时,其电流走向如实线所示,Q３关断,Q４导通,电感 L２充电,电感电流升高,输出电容 C２向负载 RL释放能量;Q３导通,Q４关断,电感L２向负载 RL释放能量,电感电流下降,输出电容 C２充电．在交流负半周时,其电流走向如虚线所示,Q３导通,Q４关断,电感 L２充电,电感电流升高,输出电容 C２向负载 RL 输出能量．Q３关断,Q４导通,电感 L２向负载 RL释放能量,电感电流下降,输出电容 C２放电．

二.控制方法

PFC电路采用CCM,电感中的电流连续,对应波形如图２所示．初级峰值电流相对较小,输出电流大小与占空比无关,适合用于负载电流变化大的场合．电路的输入电流纹波较小,更易达到高的功率因数．图中Iave为平均电流,Imax为最大电流,Imin为最小电流,IL 为线性电流．

电路的数字化控制主要通过电压外环和电流内环这两个环路来实现．DSP控制程序首先对电压内环控制器及电流外环控制器参数进行初始化,电流通过采样模块输出电压,将采样输出的反馈电压与参考电压比较生成误差信号．此误差信号经过电流内环 PI控制器计算、量化,可得到包含输入电压相位信息的馒头波,将其与误差信号进行计算得到电流内环参考值．电流内环控制器通过 PI控制稳定输出电流,电感电流与电网电压同相,提高电路的功率因数．

为验证 PFCPI控制的可行性,利用 PHASE仿真软件进行仿真．如图腾柱无桥 PFC 控制原理仿真图(图３)所示,电流有效值经过计算得到输出电压,经电阻采样后将模拟信号送入 DSP２８３７９控制芯片的 A/D端口．一路将转换的数字信号与４００V 输出电压的差值经过电压外环得到给定平均化正弦电流峰值;另一路得到输入电压的相位数字信号,取绝对值后与平均化正弦电流峰值相乘,计算出给定电感中的电流．该电流经过采样芯片传送至 A/D端口转换成数字信号,取其绝对值与给定电感中的电流比较得到差值,再经电流内环控制器输出 PWM 的调制波,与三角载波比较得到 PWM 信号．极性信号和PWM 信号经过控制芯片的逻辑运算,得到 ４ 个 MOSFET 的 PWM 信号,最后经驱动电路,实现对MOSFET 控制．

通过仿真测得,输入电压为２２０V,开关频率fsw 为５０kHz,输出电压及其输出功率如图４所示．第一个波形图为输入电网电压,第二个波形图红色部分为电网电流波形,第三个波形图为输出功率,第四个波形图为输出电压．从图中可看出,电路稳定时输入电流随着输入电压呈现正弦变化,同时达到峰值,输出电压为４００V,输出功率为４００ W,满足电路设计需求．

三.电路参数计算

如图１图腾柱无桥 PFC拓扑所示,采用 LCL滤波器改善电能质量．LCL型并网逆变器因具有优越的抑制高频谐波的能力而受到重视．LCL滤波器存在谐振点,但在同样电流纹波、滤波效果下,整体体积会小于 LC滤波器．LCL型并网逆变器前极 AC/DC 电路实现最大功率输出,逆变侧电感 L２、滤波电容C１、网侧电感 L１构成 LCL电路．

本电路的电网输入电压为２２０V,频率为５０Hz,采用 DSP控制,最大输出功率P 为４００ W．

(１)输出电容 C２设计:输出滤波电容的等效容量越大,滤波和储能的效果会更加明显,设计输出电容 C２为１０００μF．

(２)LCL参数设计:LCL的大小直接影响着系统整体性能,必须考虑电容、电感等参数．输入电流为：

其中:I１ 和I２ 分别为电路电流和额定电流,RL 为负载电阻．

为保证电路输出电压Vdc为４００V,开关频率fsw为５０kHz,令其纹波电流I３ 为０．４．电感量与输入电压、功率及开关管的关系如下:

可得,L２ 电感值为９１６．７μH,L１ 电感值为２７．５μH,C１ 电容取值为３．３μF．

阻尼电阻参数会影响 LCL滤波器的整体性能．阻尼电阻越大时,谐振峰会降低但滤波器的损耗会随之增大,且对高频谐波的滤波效果也会随之增大,因此对阻尼电阻的阻值应该有一个精确的控制．相关参数设计如下：

计算可得阻尼电阻R１ 为３２０Ω,fres滤波带宽为１７kHz．

四.驱动电路设计

SiC MOSFET 具有耐高压、耐高温、低导通和工作频率高等优点,但SiC MOSFET 的优势在高频工作下也带来了一定问题．随着开关频率的提高,SiC MOSFET 的开关过程电流变化率(di/dt)和电压变化率(du/dt)变大．SiC MOSFET 存在密勒效应,在电压关断过程中,会受到电流变化率及杂散电感的影响,会导致漏Ｇ源极产生振荡．本文采用SiCMOSFET 作为主要功率器件,必须对SiCMOSFET 的关断进行分析．在 SiC MOSFET 完全关断后,二极管结电容两端的电压会下降到０,Vds两端电压上升至Vdc,此时二极管进入续流状态,开关管的沟道完全关断,等效电路如图５(a)所示．

在等效电路中,将Cgd、Cgs、Cds呈现三角形连接方式转变成 Y 型链接,变化后如图５(b)所示,变化公式为：

当SiC MOSFET 完全关断时,Cd 两端的振荡可以等效为Vds两端的振荡．寄生电容Cd 放电,使得Vds两端产生振荡电压,导致 MOSFET 的误导通．因此,在关断瞬间,采用负压来降低Vds两端的电压,可防止 MOSFET 的误导通．

SiC MOFET 的栅极驱动电压会影响栅Ｇ源极电压,可能会导致栅Ｇ源极电压出现振荡过,栅极电阻的选取会影响到电路的工作效率．栅极电阻Rg 的最小值为:

Lwire栅极电感包括驱动电路与电器连接电感、器件栅极内部寄生电感．在电路设计中可以通过缩小连接电感来降低栅极电阻,增大驱动电阻的取值范围．参考 SiC MOSFET 的数据手册,最终将驱动电阻设置为１０Ω．

SiCMOSFET 驱动电路采用负压关断,也就是方波下缘为－４V．当驱动电压越大,SiCMOSFET 的导通电阻越小,但驱动电压过大会导致热失控．为了避免驱动电压带来的不良影响,将其驱动电压设定为２０V．本研究采用 UCC２５１５２０的隔离式双通道栅极驱动器．该驱动能快速开关驱动能力,减少功率管的损耗,提高工作效率．

UCC２１５２０的 VDDA 电容为自举电容,允许栅极驱动电流瞬态最高可以达到６A．VDDA 电容能够使SiC MOSFET 保持稳定的驱动电压．每个开关周期的总电荷计算公式为:

其中:IVDD为fsw为５０kHz无负载下的通道自电流消耗;QG 为 SiC MOSFET 的栅电荷,ΔVDDA 为VDDA出的纹波电压．考虑到直流偏置电压引起电容位移,且负载瞬态导致功率极跳脉冲现象,选择C８ 参数为１００nF．

UCC２１５２０驱动电路如图６所示,UCC２１５２０内部的 VIA 和 VIB引脚作为两路 PWM 信号的输入端口．VgA、VgB通过驱动电阻连接到SiC MOSFET 的栅极．这种驱动设计电路能够防止SiC MOSFET在关断时的误导通,保证工作稳定．

为了能使SiC MOSFET 负压关断,上下桥臂驱动电源分开,设计以 QA０１C芯片产生两路独立电压驱动,使驱动电源电压工作在－４~２０V,具体电路如图７所示．其中,VDDA 电压值２０V,COMA 电压值０V,VSSA 电压值－４V,VDDB电压值２０V,COMB电压值０V,VSSB电压值－４V．以此保证功率管能在关断时有足够低的电平将栅极拉低,确保不会因米勒效应而误导通．

五.结果与分析

经实验测试,在输入电网１７５~２５０V、开关管工作频率约５０kHz的环境下,SiC MOSFET 能够稳定工作．图腾柱无桥 PFC电路使用 UCC２１５２０隔离式双通道栅极驱动器驱动波形如图８所示,驱动高电平为２０V,低电平为－４V,死区期间在５００ns左右,测得数据与设计相符．数字控制电路电网电压与电流采样波形如图９所示,可见,电流的峰值基本上与输入电压同相,功率因数接近１．

在２２０V 电网输入电压下,测得不同输出功率的功率因数等数据,如表１所示．从表中可以看出,当输出功率从２００ W 增加至４００ W 时,达到额定功率时转换效率达９８．４％;输出功率越大,电路的效率越高．电路的电压谐波系数稳定在２．２％~２．６％波动,当输出功率４００ W 时,谐波系数最小．电路的功率因数、效率与功率的输入关系如图１０和１１所示．当输入在２２０V 小范围波动,效率随着输出功率的增大而增大,功率因数也从０．９６变化至０．９９．综上所述,该图腾柱无桥 PFC 有较高的效率,谐波系数和功率因数优于国家标准,满足欧盟的IEC６１００Ｇ３Ｇ２标准要求,符合设计预想．

结论

本研究设计了一款４００W 基于图腾柱结构的高效高功率的数字控制PFC电路,输入电压２２０V,输出电压４００ W．该电路采用图腾柱无桥 PFC拓扑结合第三代宽禁带半导体 SiC MOSFET 功率管,通过数字双闭环控策略实现电路稳定输出,保证变换器在 CCM 模式下稳定输出．经实验验证,电路的谐波系数在２．２％~２．６％波动,功率因数高达０．９９,PFC电路的能量转换效率大于９６％．

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